Привет, Хабр! Меня зовут Егор, я hardware-инженер отдела разработки электроники в команде «Гравитон». В обязанности нашего подразделения входит разработка схем и плат для вычислительной техники.

Перед командой, которая занимается аппаратной разработкой сложных систем, часто встает вопрос валидации схемотехнических решений перед применением в боевых изделиях. Мы руководствуемся правилом, что новые решения в ответственных блоках необходимо заранее тестировать в реальных условиях (проводить макетирование), а не полагаться на одинокую документацию и расчеты. Как говорится: «Знаю технику безопасности как свои три пальца».

В этой статье я хочу поделиться тем, как мы разрабатывали, моделировали и запускали нашу отладочную плату на синхронном понижающем DC/DC преобразователе от китайской компании RYCHIP, модели RY91500A.

Микросхема позиционируется как решение для серверных применений, телекома и базовых станций. Производитель обещает до 40 A постоянного и 45 A пикового выходного тока при входном напряжении от 4 В до 18 В с возможностью подключения еще двух таких же источников, позволяя работать в трехфазном режиме и обеспечивать ток нагрузки до 120 А.

Нам она приглянулась, когда мы искали решение для формирования питания ядра SOC от 25 А до 45 А, которое найти не так просто: использовать полностью интегрированные источники (uModule) в наших устройствах расточительно, многофазные VRM контроллеры избыточны в данном диапазоне нагрузок.

Интегрированные источники питания давно захватывают рынок и становятся ключевым компонентом современных электронных систем за счет миниатюризации, энергоэффективности и надежности, поддерживая весь необходимый инженеру набор функций.

Решения на «рассыпухе» все больше уходят в прошлое и становятся уделом высокомощных систем и специализированных решений. Теперь все сложнее хвастаться красотой дискретного решения, когда интегрированное не хуже, а еще и дешевле.

Изучение документации

Рассматривая RY91500A, мы заметили, что микросхема, вероятно, изготовлена по кросс-лицензии (кросс-лицензирование). Решение сильно напоминает микросхему MP8796B от Monolithic Power Systems (MPS). С другой стороны, как мы увидим дальше, есть некоторые особенности и разночтения документации с «оригиналом». Официально, конечно же, эту информацию подтвердить нельзя, можно только предполагать.

При сравнительном анализе может показаться, что микросхемы действительно разные:

Если дойти до функциональной схемы, можно испытать дежавю. Как говорится, найдите 10 отличий. И нет, мы не вырезали данные с картинок.

Выглядит как незначительно поправленная схема «оригинала». Что можно заметить из отличий в документации:

• вырезан блок PMBus в RY91500A,

• есть различия в адресации мастера и ведомого устройств,

• есть небольшая разница по обвязке пинов PASS, TAKE для синхронизации противофазы для нескольких устройств,

• есть разница в электрических характеристиках: к примеру, RDS(on) ключей RY91500A меньше, чем у «оригинала», отсутствует упоминание диапазона поддерживаемых выходных напряжений.

Упоминание PMBus функциональной схемы действительно отсутствует. С чем это связано — непонятно. PMBus изначально позволял обращаться к внутреннему контроллеру, например, сконфигурировать обратную связь, установить рабочие параметры. В нашем случае все эти вещи сконфигурированы заранее нашими азиатскими «партнерами».

Посадочные места отличаются значимо, это практически другой корпус. Когда попросили не списывать «точь-в-точь», и вы решили разработать свой вариант с невозможной pin-to-pin заменой «оригинала».

Схемотехника

В проект закладывали следующие требования (на +25 °C без учета старения):

• два варианта исполнения: для одной фазы 20 А и двух фаз 40 А (по 20 А на фазу),

• диапазон входных напряжений — 12 В ± 10%,

• диапазон выходных напряжений — от 0,8 В до 1,0 В, номинал 0,85 В ± 5%,

• точность стабилизации по постоянной нагрузке не хуже 1% от номинального выходного напряжения во всем диапазоне токов нагрузки,

• точность стабилизации по переменной нагрузке не хуже 3% от номинального выходного напряжения при 50% изменении тока нагрузки от холостого хода,

• пиковый шум не более 1% от номинального выходного напряжения во всем диапазоне токов нагрузки,

• возможность оценки входных и выходных токов, шумов и напряжений.

Почему всего 40 А с двух фаз? Чудес не бывает: хоть производитель и указывает 40 А с одной фазы, мы опасались проблем с температурой. И не зря, как увидим дальше по результатам тепловых испытаний и анализу потерь.

Для одной фазы реализовано классическое в подобных случаях дифференциальное подключение обратной связи по напряжению. Решение в первую очередь сокращает падение напряжения, возникающее под нагрузкой между источником и потребителем на проходных элементах и печатной плате. По умолчанию must have в задачах обеспечения питания малым напряжением с большими токами.

Часть пульсации выходного напряжения можно инжектировать в обратную связь для увеличения стабильности, но мы не увидели существенной разницы с инжекцией и без.

Для измерения динамических характеристик входа и выхода по напряжению с помощью осциллографа добавили в схему высокочастотные разъемы U.FL.

Схемотехнически заложили обвязку двух фаз, как от RY91500A, так и от MPS8796, так как изначально не было полного доверия кросс-лицензированной микросхеме. Добавили блок безиндуктивной нагрузки с ее управлением (на рисунке не показана), индикацию и хороший запас различных конденсаторов на выходных фильтрах общей емкостью 1150 мкФ.

Топология

По разработке топологии мы закладывались под типовые сборки отечественных изготовителей, чтобы было здесь и сейчас. По фольге выбрали 35 мкм, так как ток с двух фаз в нашем решении мог достигать 40 А, для апробации микросхемы этого достаточно.

Общая толщина вышла стандартной: порядка 1,5 мм, четыре слоя.

В документации есть рекомендации по топологии. Правда, они достаточно стандартны. В целом следует аккуратно относится к рекомендациям по той же топологии, которые приводятся разработчиком микросхемы. Нередко там можно встретить примеры, оторванные от реальности, или вредные советы. В данном случае пример топологии далек от идеала, рекомендации текстом классические, включая «любимое» разделение на аналоговую и силовую земли.

Посадочное место легко проходит под стандартные правила большинства производителей печатных плат, и переживать по этому поводу не стоит.

Так как фазы у нас две, и микросхемы, соответственно, две, то разработка топологии значительно упрощается с использованием функции Replicate, хоть и не с первого раза.

В итоге плата после компоновки приобретает следующий вид:

А так выглядит верхний слой топологии:

Управляющие сигналы было решено расположить на внутренних слоях, там вполне достаточно места между силовыми полигонами. Нижний слой было решено отдать под теплоотвод.

Моделирование плотности токов

В нашем маршруте разработки принято моделировать печатные платы и их узлы. Классически моделируются целостности сигналов для скоростных линий и проводится анализ PDN (Power Delivery Network) для силовых решений. Так как самое скоростное, что тут есть, это моргание светодиодов, то моделировали только плотности токов (карту падений напряжений отдельно не смотрели: плата небольшая и есть дальняя обратная связь по выходу), PDN имеет смысл моделировать в боевом силовом тракте, учитывая требования по питанию и профили потребления целевого SOC.

Моделирование помогает найти недочеты в топологии: как явные огрехи, так и неочевидные места. В данном случае используем Power DC от Cadence.

Сначала можно испугаться и подумать, что ошиблись где-то в настройках моделирования или плохо спроектировали плату. Но на самом деле все дело в нюансах настроек моделирования в Power DC. Например, максимальная плотность тока 114 А/мм² выходила на основном земляном пине микросхемы, и эта цифра такая большая, так как по умолчанию PowerDC Cadence устанавливает одну точку (ноду) в центр большого пина, и считает, что весь ток будет стремиться в нее, хотя по факту это большой пин, через который ток будет «утекать» в микросхему в любом ее месте. Решается данное обстоятельство ручной настройкой (добавлением физических точек (нод) в моделирование) или установкой галочки в специальном секретном месте, а конкретно: при открытом проекте Tool – Option, вкладка Accuracy Mode, галочка Enable accuracy mode. По умолчанию расстояние между нодами — 50 мкм.

По ГОСТ 23751-86, п. 2.4.4, имеем ограничения для гальванической меди 100 А/мм², это достаточно высокая плотность тока. По-хорошему на самих полигонах меди мы стараемся выдерживать не более 40-50 А/мм², как тут и получилось.

После решения всех проблем можем включить векторный режим отображения распределения токов, порадоваться, что спроектировали плату правильно, и немного расслабиться.

После проверки и подготовки файлов заказываем ее, ждем недели две и получаем сначала печатную плату, а через какое-то время и спаянный модуль.

Тестирование

• входное напряжение – 12 В,

• выходное напряжение – 0,85 В,

• пиковый ток отладки – 50 А,

• максимальный ток – 40 А.

Формы пульсаций на выходе импульсных источников заслуживает отдельного обсуждения. Во-первых, по характеру осциллограмм можно выявлять особенности поведения источника: стабильность, выбор компонентов силового звена, проблемы ЭМС и т.п.. Во-вторых, сами методы измерения и используемое оборудование очень важны для получения достоверных результатов, иначе будем бороться с черной кошкой в черной комнате.

Полезных статей на эту тему в интернете достаточно. В частности рекомендую обратить внимание на обзор от Richtek (Output Ripple Measurement Methods for DC-DC Converters II), где рассматривается сценарий выходных пульсаций, похожий на наш.

При оценке пульсаций на выходной емкости на стороне печатной платы, где расположен силовой дроссель, наблюдается всплеск напряжения, противоречащий ожидаемой картине.

Обнаруженный артефакт похож на электромагнитную наводку, возникающую в измерительной цепи. Даже при минимальном (порядка 2 мм) радиусе петли, образованной коаксиальным щупом осциллографа и конденсатором, наблюдается искажение результатов измерений с завышением реальных значений пульсаций на 30-40%.

В документации производитель тоже столкнулся с этим эффектом при измерении и оставил это как есть. На синем графике напряжение на выходной емкости резко изменяется в виде «шпильки» (выделено красным), чего не ожидаешь увидеть.

Голубой график — ШИМ.

Чтобы ослабить этот эффект и подтвердить гипотезу, подключались щупом с обратной стороны, продев измерительный провод через переходное отверстие. Земляные полигоны неплохо фильтруют помехи, создаваемые дросселем (спасибо меди, многослойной плате и распространению ЭМ волн в слоистых средах с проводимостью).

Благодаря этому смогли более точно измерить пульсацию на выходной емкости: вместо 7,8 мВ, полученных на стороне печатной платы, где расположены дроссели, получили 5,9 мВ на том же конденсаторе при измерении с обратной стороны печатной платы.

Желтый — пульсации выходного напряжения, снимаемые методом, описанным выше, синий — ШИМ с двух фаз. Результаты ШИМ здесь и далее снимались гальванически развязанным методом (бесконтактное измерение одновитковой антенной), чтобы исключить петлю по земле и вносимые в связи с этим помехи. Из-за этого приводимые далее сигналы ШИМ на графиках представлены лишь для оценки пульсаций и носят безразмерный характер. Разница в амплитудах ШИМ вызвана расположением антенны между двумя источниками.

Выходные пульсации

Выходная пульсация снимается через ВЧ разъем IPEX UF.L на выходе платы.

Холостой ход. Желтый — пульсации выходного напряжения, синий — ШИМ с двух фаз.

40 А. Желтый — пульсации выходного напряжения, синий — ШИМ с двух фаз.

Наблюдаемая стабильность амплитуды пульсаций (как на холостом ходу, так и при полной нагрузке 40 А) обусловлена использованием фиксированного режима Forced PWM (или FCCM — Forced Continuous Conduction Mode), по-русски — «принудительный режим непрерывного тока». Читатель, впервые столкнувшийся с таким методом управления, с негодованием заметит, что еще в древние времена, сразу после создания колеса, первобытный человек изобрел режим непрерывных токов — Continuous Conduction Mode (CCM), зачем изобретать велосипед?

Здесь нужно отметить, что алгоритм FCCM включает в себя режим CCM на полной и близких к полной нагрузках, и различия начинаются только на малых нагрузках, когда преобразователь CCM переходит в «режим прерывистого тока» DCM (Discontinuous Conduction Mode), а FCCM остается в «режиме непрерывного тока». Но как преобразователь может оставаться в «режиме непрерывного тока» на малых нагрузках и тем более на холостом ходу? Ведь, если нагрузки нет, куда течь току?

FCCM имеет принципиальные отличия в работе силовых ключей.

Верхний ключ:

• работает с постоянной скважностью, определяемой соотношением Vin/Vout,

• передает на выход максимальную энергию независимо от нагрузки.

Нижний ключ:

• в режиме полной нагрузки функционирует как синхронный выпрямитель (аналогично CCM),

• при снижении нагрузки переходит в режим DEM+PWM, рекуперируя избыточную энергию обратно на вход. Ток в силовом дросселе в этом режиме разворачивается по направлению (reverse current), на графике отмечен красным цветом,

• обеспечивает стабилизацию выходного напряжения за счет обратного преобразования (boost-режим).

Таким образом, преобразователь последовательно передает максимальную энергию через верхний ключ и возвращает излишек через нижний ключ. Фактически, на малых нагрузках и холостом ходу Forced-PWM — это непрерывное «жонглирование» энергией.

Главные недостатки режима:

• сниженный КПД (особенно заметный на малых нагрузках),

• выраженные тактовые пульсации,

• привязка рабочей частоты и индуктивности к соотношению Vin/Vout. Стабилизировать источник в широком диапазоне входных напряжений при фиксированном выходном, частоте и индуктивности сложно или невозможно.

Однако, у этого подхода есть и преимущества:

• пульсации стабильны по амплитуде и частоте на любых нагрузках,

• отсутствие пропуска импульсов и DCM режима как такового, что дает предсказуемый и малый шум на выходе источника во всех диапазонах нагрузок и разительно уменьшает звон на выходе ключей (перед индуктивностью),

• фиксированная рабочая частота (проще фильтровать и экранировать),

• быстрый отклик на импульсное изменение нагрузки.

Благодаря этому выходной емкостной фильтр в Forced-PWM хоть и требует значительного количества керамических конденсаторов, оказывается более предсказуемым в расчетах.

Входные пульсации

Для чего входной фильтр? В «боевой» плате 12 В шина питания является общей для первой ступени преобразования напряжения. Принудительно разнести все импульсные источники по частотам и фазам в нашей задаче не представляется возможным в виду сложности и количества самих источников, поэтому каждый понижающий источник развязывается CLC фильтром по входу, чтобы снизить взаимное влияние друг на друга. В случае понижающих импульсных преобразователей входной ФНЧ снижает уровень помех, создаваемых источником из-за ключевого режима потребления (прерывистый ток), и спектры напряжения с током в 12В шине питания становятся чище, что уже благоприятно сказывается на ЭМС. Все-таки хочется разработать материнскую плату, а не всенаправленный излучатель размерами с EATX.

Пульсация до входного фильтра (по входу источника). Холостой ход и нагрузка 40 А.

Желтый — пульсация входного напряжения, синий — ШИМ с двух фаз.

Пульсация после входного фильтра (на входном разъеме). Холостой ход и нагрузка 40 А.

Желтый — пульсация входного напряжения, синий — ШИМ с двух фаз.

Табличные результаты измерений.

Стабилизация выхода относительно нагрузки:

Пульсации по входу и выходу относительно нагрузки:

Динамическое отклонение выходного напряжения при резком увеличении нагрузки с холостого хода до 50% (в итоге на выход добавлена вторая полимерная емкость 470 мкФ):

Динамическое отклонение выходного напряжения при резком уменьшении нагрузки с 50% до холостого хода (в итоге на выход добавлена вторая полимерная емкость 470 мкФ):

Здесь мы в общем бюджете, так как измерения проведены от пика до пика с учетом пульсаций.

Тепловые нагрузочные испытания

Как и ожидалось, заявленные 40 А на фазу оказались традиционной ловушкой. Падение КПД начинается с 10 А на фазу, а после 25 А на фазу микросхемы начинают заметно нагреваться. После 30А нагрузки, мы слегка подули на плату, использовав небольшой серверный вентилятор с потоком около 250 CFM, чтобы узнать, что будет с микросхемой при номинальной нагрузке 40А на каждую фазу, ведь производитель утверждает, что она сдюжит. Принимаем температуру окружающей среды +25 °C.

При измерении КПД точки съема входных и выходных напряжений были расположены непосредственно на входных и выходных конденсаторах фильтра, расположенных рядом с микросхемами преобразователя. Таким образом мы убрали из измерений КПД потери на входном и выходном трактах.

При нагрузке 20 А на фазу (суммарно 40 А) вышло порядка 70 градусов на чип.

При нагрузке по 30 А на фазу (заявлено до 40 А) через несколько секунд температура на модуле составит:

Микросхема сразу же уходит в защиту и начинает перезапускаться. Без дополнительного теплоотвода здесь не обойтись. При такой температуре внутренние транзисторы микросхемы имеют уже достаточно большое сопротивление, и КПД начинает падать.

Выводы и перспективы

Проведенные испытания подтвердили работоспособность решения: двухфазная схема демонстрирует стабильную работу при токе до 40 А с ключевыми характеристиками:

• пиковые пульсации выходного напряжения ≤1%,

• отклонение при постоянной нагрузке ≤1%,

• отклонение при переменной нагрузке 0-20 А ≤3%.

Для серийного применения решение выглядит перспективным, особенно с учетом стоимости решения, стабильности поставок и предсказуемого поведения.

Простота концепции на бумаге часто обманчива. Как показывает наша практика, даже, казалось бы, очевидные решения требуют тщательной экспериментальной проверки перед внедрением в серийные изделия.