Введение

В этой небольшой статье я бы хотел поделиться любопытными аспектами проектирования высоковольтного скважинного источника питания и немного обобщить приобретенный опыт на аналогичные задачи.

Задача была разработать DC-DC с входным напряжением 400-850В, выходным — 50В. Рабочая мощность - до 1500 Вт, с импульсными нагрузками до 1700 Вт. Преобразователь должен работать при температуре на радиаторе — 125 градусов Цельсия. Радиатор и корпус преобразователя — цилиндрическая металлическая труба диаметром 80 мм. Гальваническая развязка не требуется и крайне желательно обойтись без трансформатора, и использовать готовые фабричные моточные изделия.

Как видно требования довольно специфичны и нестандартны:

• температура на границе рабочего температурного диапазона многих компонентов

• весьма ограниченная по сечению форма, в длину преобразователь может быть до 1,5 метров

• отсутствие трансформатора при таком большом коэффициенте преобразования

Рассмотренные варианты

Основное, наверное, требование к архитектуре — высокий КПД, так как почти всех доступных силовых транзисторов максимальная рабочая температура перехода — 175 градусов. Для микросхем драйверов около 140. Поэтому каждый лишние 10 Вт тепла — риск прогореть.

Второе требование к решению — возможность работы на относительно высоких частотах 100 кГц и выше, иначе магнитные компоненты могут оказаться слишком крупными и не поместиться по сечению.

Из первых двух критериев следует, что реализовать источник на одной понижающей схеме вряд ли получится по следующим причинам:

• поскольку выходной ток достаточно высок как и напряжение (до 30 А, 850 В), то нижний ключ, скорее всего, должен иметь биполярную структуру (диод, IGBT). Следовательно высокой частоты переключения не достичь, наверное даже на SiC диодах, так как верхнему ключу придется коммутировать и большой ток и накопленный заряд в биполярной структуре. Наверное максимально достижима частота около 20 кГц.

• все импульсные токи по входу будут течь через входные конденсаторы, поскольку источник энергии для преобразователя — это длинный кабель. Т.е. импульсный ток в 30 А должен выдерживаться высоковольтными конденсаторами, работающими при 125 градусах. Это очень жесткие требования к компонентам.

• аналогично серьезные требования предъявляются и к фильтрующему выходному дросселю. Он должен иметь высокий рабочий ток и высокую индуктивность. Найти подходящий дроссель я даже близко не смог (индуктивность от 180 мкГн, рабочий ток от 40А при 125 градусах).

Конечно, если разбить схему понижения на 2 параллельных узла, то требования к дросселям ослабятся, но все еще останутся довольно серьезными. Как показал анализ доступных компонентов, найти пассивные компоненты, работающие при 125 градусах, намного сложнее, чем полупроводниковые. Поэтому я решил разбить источник на две понижающие стадии, первая понижает с входного напряжения до 180 В, вторая со 180 В до 50 В. Таким образом разделяются требования по высокому напряжению и по выходному току. Первая стадия работает с высоким напряжением, и может иметь меньшую частоту работы (я остановился на частоте 70 кГц), вторая стадия уже работает с относительно низким напряжением и на более высокой частоте — 200 кГц.

Поскольку рабочая частота второй стадии выбрана в районе 200 кГц (чтобы снизить требования к габаритам фильтрующих индуктивностей), то естественно рассмотреть схемы полумостов с мягким переключением (ZVS), для минимизации тепловых потерь. Мне известно два основных подхода к реализации ZVS на полумостовой схеме.

Первый подход заключается в создании резонансной схемы, которая реализует перезарядку средней точки полумоста при работе преобразователя в подходящем диапазоне частот. Второй подход основан на добавлении дополнительно ключа, осуществляющего переключение полумоста. Второй подход не особо распространен, что вполне ожидаемо, так как на больших мощностях (более 1-2 кВт) уже используют мостовые схемы, а на меньших мощностях борьба за 2-3% КПД не особо коммерчески интересна, чтобы тратить на нее элементы. Реализацию второго подхода я видел только в отладочной плате у infineon.

Резонансные схемы приводят либо к повышенному напряжению на силовых ключах, либо к повышенному току (quasi square-wave). В обоих стадиях повышение рабочего напряжения нежелательно, поскольку требует другого класса компонентов по напряжению как для ключей, так и для пассивных элементов (что существеннее). Поэтому в своем первом варианте я выбрал для первой стадии — схему со вспомогательным ключом, а для второй quasi square-wave.

Для второй стадии я выбрал транзисторы EPC2304. Это GaN транзисторы, относительно недорогие и с выдающимися характеристиками. Я остановился на них, так как пиковый ток через транзисторы достигал согласно моделированию 70 А. Стоит отметить, как я понял из обзорных статей, есть два основных типа GaN:

• на базе каскодной схемы. Более высоковольтные транзисторы (до 650В), но по характеристикам не особо отличаются от SiC

• на основе реализации 2-мерного электронного газа. На сайте EPC есть описание принципа работы их транзисторов, использующих пьезоэлектрические свойства для создания 2-мерного электронного газа. Основные преимущества такого подхода — более высокое быстродействие и меньшие емкости, относительно других типов силовых транзисторов, и приближенная по цене к кремниевым конкурентам стоимость.

Со схемотехнической точки зрения, наверное, наиболее любопытной особенностью GaN является отсутствие обратного диода. В обратном направлении (от истока к стоку) ток течет через тот же канал с падением напряжения V_th – открытия транзистора.

Резонансный дроссель был сделал без сердечника, так как подходящего дросселя с характеристиками при 125 градусах я не нашел в доступности. С воздушным исполнением количество витков было около 14. При запуске источника обнаружилось, что центральная часть дросселя разогревается докрасна (диаметр медной проволоки 1.8 мм). Частота работы была около 350 кГц. Думаю, что такая неравнмерность нагрева обусловлена эффектом близости (proximity losses), из-за которого наиболее повышенные токи циркулируют в центральной части обмотки.

Немного о потерях в индуктивностях

К сожалению, в документациях на дроссели зачастую содержится весьма скудная информация о потерях. Обычно информация о перегреве относится к частоте 10 кГц, что не отражает потери на более высоких частотах. Сначала я использовал дроссели CODACA (продукцию из семейств CPEX и CPER), но при частотах 70 кГц и 200 кГц они грелись значительно сильнее, чем по документации. По документации перегрев должен быть до 20 градусов, на практике перегрев доходил до 60 градусов. На их сайте имеется калькулятор потерь, согласно которому потери в дросселе должны были составлять около 4 Вт при рабочих токах и частотах, но такие потери не привели бы к наблюдаемому перегреву.

Для дополнительной иллюстрации того, что в документации на индуктивности не приводится полноценных данных для оценки потерь, рассмотрим индуктивность 7843763540220, выбранную мной для второй стадии. В документации приведена зависимость импеданса от частоты. Если оценить потери в дросселе, используя простую модель (L+r)||C на частоте резонанса в 10 МГц, то получим C=11 пФ, а r в районе 200 Ом. Зависимость от частоты для резистивных скин-потерь - квадратный корень из частоты, для потерь на гистерезис, наверное, приблизительно линейная (если петля гистерезиса слабо зависит от частоты), для эффекта близости зависимость круче, чем для скинн-эффекта, но поскольку число витков небольшое, то он не особо вносит вклад (при подходящей конструкции). Если предположить, что основные потери связаны с гистерезисом, то сопротивление на частоте 200 кГц составляет около 4 Ом. При действующей пульсации в 1А потери в 4 Вт, наверное и создают перегрев 15-20°C (для индуктивностей обоих стадий перегрев примерно одинаковый). Если же взять дроссель CPEX3635L-150MC, который был изначально заложен, то, пользуясь аналогичной оценкой, получим сопротивление в 3 раза больше. Что качественно согласуется с перегревом в 60 градусов. Таким образом, можно ожидать,что линейная экстраполяция зависимости сопротивления от частоты качественно позволяет оценивать потери, но это по-большей части гипотеза.

В связи с этой особенностью моточных изделий возникает вопрос — требование отсутствия трансформатора является усложнением или упрощением? Снизить связанные с ВЧ током потери в дросселе относительно просто — можно ставить последовательно дроссели, уменьшая пульсации до приемлемого уровня, сведя потери к DC значению. Через трансформатор же ток течет принципиально переменный, поэтому придется искать баланс между потерям ина переманчивание и ВЧ потерями в меди. Поэтому ВЧ потери в трансформаторе практически не устранить (особенно с учетом скромных геометрических размеров доступной области). Единственный известный мне метод подавления резистивных ВЧ потерь в трансформаторе — это планарное исполнение. Но те готовые изделия, которые я видел у производителей, имеют в лучшем случае температурный рабочий диапазон до 125 градусов, т. е. без запаса по перегреву.

Архитектура источника

В итоге на обоих стадиях я перешел к схеме со вспомогательным ключом. Основная схемная идея изображена ниже на рисунке 1. Потери на переключение имеют несколько факторов, наиболее весомыми из которых являются перезаряд емкостей

и резистивные потери при переключении

Задача вспомогательного ключа подавить эти вклады в потери.

Включение U1/выключение U2 подбором подходящего мертвого времени может быть сделано при нулевом напряжении на U1 за счет выходного тока, накопленного в L1. Потери на выключение U2 ~t_fall*Uin*I_out тем меньше, чем меньше разрядится суммарная емкость транзисторов за время перехода транзистора в закрытое состояние.

Перед включением U2, после закрытия U1, необходимо предварительно закачать ток в дроссель L8, который перезарядить суммарную емкость транзисторов и обеспечит мягкое включение U2. Хотя транзистор U4 и включается в жестком режиме, но эта схема дает выигрыш по следующим причинам:

• транзистор U4 можно взять со значительно большим сопротивлением,чем основные U1/U2, так как он проводит лишь в течение короткого промежутка времени. Поэтому его емкость заметно меньше, чем суммарная емкость U1/U2

• транзистор U4 включается при 0 токе, что исключает потери ~t_rise*Uin*I_out

• происходит перераспределение потерь между всеми 3 транзисторами. Т.е. тепловая нагрузка на корпус каждого транзистора снижается

  Величина вспомогательного дросселя L8 подбирается из следующих ограничений:

• увеличение значения индуктивности приводит к более длительному времени проводимости U4 и риску того, что к моменту следующего открытия U4 ток в дросселе еще останется (тогда к потерям U4+D1 добавятся потери на восстановление диода D1).

• при слишком малых значениях индуктивности необходимый для переключения транзисторов U1/U2 ток заметно возрастает, что увеличивает резистивные потери и потери на выключение t_fall*Uin*I_L8 транзистора U4.

Из моделирования я подобрал балансное значение дросселя для каждой стадии. По моделированию снижение потерь составляет около 1.5% от выходной мощности (при максимальной мощности). На практике получается примерно такое же значение снижения КПД преобразователя: с 98% до 97-96% при выключении вспомогательной схемы.

Некоторые замечания

Любопытно отметить различие в помехозащищенности драйверов TI (UCC21530DWK) и Infineon (2EDF7275F). На одном и том же посадочном месте эти драйверы вели себя по-разному. На рис. 2 показана осциллограмма на истоке вспомогательного транзистора. Синий сигнал — управляющее напряжение на входе драйвера, желтый сигнал — напряжение на истоке. Если посмотреть щупом на затворе, то окажется, что провал связан с самопроизвольным выключением драйвера UCC21530DWK, хотя и питание на его изолированной стороне и управляющее напряжение в норме. Если же вместо драйвера TI поставить 2EDF7275F (они совместимы и по футпринту и по распиновке), то провала не будет. Проваливание драйвера начинается с весьма низкого напряжения питания (с 90 В). Возможно это связано с тем, что по документации у 2EDF7275F более высокий иммунитет к фронту напряжения.

Еще одно любопытное наблюдение — зависимость КПД от температуры. Для первой стадии, выполненной полностью на SiC транзисторах, КПД практически не менялся при повышении температуры от 25 до 120 градусов. Для второй стадии КПД при таком же изменении температуры упал примерно на 1,2%. Думаю, что это связано с большей температурной зависимостью сопротивления канала для GaN, по сравнению с SiC. Насколько мне известно, единственные весомые потери, которые снижаются с ростом температуры — потери на гистерезис, и, видимо, для первой стадии эти температурные зависимости потерь компенсируют друг друга, а для второй — нет. Это вывод также согласуется с гипотезой, что для оценки потерь в дросселях можно использовать линейную зависимость сопротивления от частоты.

Заключение

Использованный схемотехнический подход позволил реализовать задачу. Главный вопрос для размышления, который я вынес из этого проекта состоит в том, что в связи со значительным прогрессом в полупроводниковой силовой транзисторной индустрии, может получиться, что дешевле/практичнее добавить транзисторы, снизив тем самым требование к силовым пассивным компонентам (например, избавиться от трансформатора как в этом проекте). Те же отладочные платы Infineon изобилуют транзисторами. Для массового производства, наверное, пока такая замена коммерчески нецелесообразна (все таки дешевле один раз оптимизировать про-во трансформатора, чем платить за доп транзистор+драйвер), но для специфичных применений или небольших партий такая замена вполне может быть рассмотрена.