Или как SimPCB Lite помогает поймать потери раньше, чем осциллограф

Забавное свойство инженерной рутины — иногда превращаться в трагикомедию, особенно когда набиваются первые шишки при работе с высокоскоростными интерфейсами. Сидишь, по правилам ведёшь проводнички, считаешь импеданс в проверенном временем калькуляторе. И вроде всё красиво — трассировка как в лучших design guidelines, идеально выверенное волновое сопротивление в 90 Ом, опорные полигоны чистые и ровные, как совесть и разум тех, кто когда-то трассировал всё это на FR4. И вот долгожданный момент — приходит плата, собирается, включается и… высокоскоростные интерфейсы работают, как старый модем: хрипят, сопят и упорно не хотят передавать больше пары мегабит в секунду. 

Примерно так выглядел мой первый "расчёт без потерь".

Почему расчёт “Без потерь” больше не работает?

Большинство инженеров по старинке считают только волновое сопротивление и задержку без потерь, что логично, пока ты не начинаешь лезть в частоты выше нескольких ГГц. На высоких частотах АБСОЛЮТНО каждый микрон платы (и не только) начинает понемногу “откусывать” от качества сигнала — диэлектрик, сама медь, переходные отверстия, и даже маска, если выбрана не та! 

При проектировании high-speed устройств одного расчёта импеданса уже мало — расчёт «без потерь» не существует в реальности, а вера в идеальные линии обычно заканчивается тем, что под угрозой оказывается не только сигнал, но и премия инженера. Импеданс ≠ счастье. На высоких скоростях жизненно необходимо оценивать поведение линии с учетом частоты сигнала, то есть выполнять частотный анализ.

На графике ниже (да, SimPCB Lite умеет их строить) показан пример влияния частоты на волновое сопротивление одиночной линии, где уже видно, как ведёт себя линия не в каком то вымышленном идеальном мире, а в реальной жизни.

Движок считает:

• Волновое сопротивление на нужных частотах, чтобы более точно оценить возвратные потери в линии передачи

• Первичные параметры линии (R, L, C, G). Модель линии в этом случае является полной и представляется так, как показано на рисунке ниже:

• Потери в проводнике и диэлектрике, чтобы определить допустимую длину линии передачи

• S-параметры (S11, SDD11, привет, отражения!)

Даже по графику выше видно, что волновое сопротивление до 5 ГГЦ почти не гуляет по частоте и отклонение не превышает 5%. И вроде как, уже можно радоваться и трассировать, пока не вспоминаешь следующую истину: потери никто не отменял.

Где кончается “нормально работает” и начинается “интерфейс сдох”?

Дальше в качестве примера возьмём интерфейс USB 3.1 на скорости от 2.5 до 10 Гбит/с и посмотрим, насколько длинной может быть эта дифф. пара на плате, чтобы всё ещё оставаться живой. Параметры линии возьмем из одной из наших предыдущих статей [1].  Для чистоты эксперимента сначала считаем эту линию без потерь и получаем практически идеальное Zdiff ≈ 90 Ом.

Максимальное ослабление сигнала при передаче данных по USB 3.1 не должно превышать -23 дБ [2]. Сама схема распределения потерь выглядит, как показано на схеме ниже:

Видно, что суммарное ослабление на печатной плате не должно быть более -8.5 дБ. Исключив потери на компонентах, переходных отверстиях (если они есть), а также паяных соединениях, получим, что максимальное ослабление в дифференциальной линии передачи будет составлять в районе -4 дБ. Формула для расчета допустимых потерь следующая:

Amax=-8.5-Avia-Acomp-Asold,

где Avia, Acomp, Asold — ослабление сигнала в отверстиях, компонентах, паяных соединениях соответственно. Для более точной оценки потерь в линии необходимо использовать информацию из документации на применяемые компоненты, чем в данном случае мы заниматься не будем.

В соответствии с выражением A=10log(Pвых/Pвх) получаем, что Pвых=0.398Pвх. То есть если потеряется больше 60% от исходной мощности — интерфейсу придёт безоговорочный п***дец конец.

Выполним расчет параметров нашей дифференциальной пары длиной 100 мм на частотах от 2.5 до 10 ГГц с шагом в 500 МГц.

Рассчитаны все первичные параметры линии (R, L, C, G), волновое сопротивление (Zdiff), потери в проводнике db,R, в диэлектрике  db,D, суммарное ослабление  db. 

Что видно из расчётов:

• с ростом частоты индуктивность и волновое сопротивление падают;

• активное сопротивление и проводимость диэлектрика растут;

• ёмкость не изменяется, потому что Er у специализированных высокочастотных материалов  почти не пляшет на частотах до 10 ГГц.

Чтобы понять, где линия передачи начинает “умирать”, берём частоту 5 ГГц и включаем множественный расчёт по длине (Ltl). Смотрим на график:

И видим,  что −4 дБ ослабления достигаются на длине ~368 мм, делать более длинную линию передачи на плате уже категорически нельзя. Длина приемлемая, с хорошим запасом, но есть нюанс. Данный расчёт выполнялся для материала TU-872, который рекомендован к применению в высокоскоростных интерфейсах. Для сравнения, повторим этот же расчёт со старым добрым FR4, который так горячо любим нашими инженерами ведь “ну дешевле же, всегда на нём делали и на складе у нас он валяется”. Ключевое отличие этих двух материалов в диэлектрической проницаемости (Er) и тангенсе угла диэлектрических потерь (tgδ), который в значительной степени влияет на ослабление сигнала в диэлектрике.
Для FR4 Er = 4.2, а tgδ = 0.02, в то время как для TU-872 они равны 3.7 и 0.005 соответственно. Выполним расчет аналогичный представленному выше, но уже для материала FR4. По нему оценим максимальную длину линии:

Для материала FR4 максимальная длина линии будет ощутимо меньше и составит 210 мм. Дальше уже грусть — сигнал не живёт, а выживает, осциллограф показывает плавные обмякшие фронты сигнала, инженер громко ругается, а плата полностью валит тесты на целостность сигнала. 

Ослабление сигнала также зависит и от потерь на отражение. Такие потери можно оценить с помощью S-параметров и, если линия передачи согласована (волновое сопротивление источника и нагрузки на протяжении линии передачи равны), то отражение должно быть минимальным. Выполним расчет коэффициента SDD11 (коэффициент отражения: что вернулось в исходную точку передатчика после прохождения сигнала) на частоте 5 ГГц в зависимости от длины согласованной дифференциальной линии передачи с диэлектриком TU-872:

Судя по графику, максимальные потери составляют -25 дБ. Это означает, что менее чем полпроцента мощности сигнала будет рассеяно, что будет практически идеальным случаем и потерями на отражения при такой конфигурации можно будет пренебречь.

Несогласование - или как получить боль за бесплатно

Теперь добавим немного боли и в качестве примера посмотрим на несогласованную линию передачи. Для этого изменим сопротивление источника на 10 Ом, а сопротивление нагрузки оставим равным 45 Ом:

При таком раскладе отражения начинают показывать фокусы с исчезновением нашего сигнала. Максимальные потери составляют уже -4 дБ, что соответствует снижению мощности сигнала на входе линии на 40 мать его процентов! То есть допустимое ослабление сигнала уже будет А=10log(0.39Pвх/0.6Pвх)=-1.87 дБ и в результате длина дифференциальной линии передачи для материала  TU-872 составит 162 мм (рисунок ниже), а для FR4 - 96 мм (рисунок ещё пониже).

В сухом остатке это нам даёт следующее:

При коэффициенте SDD11 равном -4 дБ возникнет крайне высокая вероятность появления проблем с целостностью сигналов, что может привести к некорректной работе интерфейса [3]. Принимать решение о использовании такой реализации следует только после дополнительного анализа во временной области. В таком случае специальный высокочастотный диэлектрик - правильный выбор. Да, его можно ругать за цену, но нельзя за поведение: он дарит больше 15 см длины сигналу, даёт стабильный Er, низкие потери, и даже при 10 Гбит/с он не устраивает сюрпризов. FR4 - это “есть ли жизнь после 1 Гбит/с?”. tgδ = 0.02 делает его прожорливым, и вместо диэлектрика ты получаешь губку, которая впитывает в себя сигнал. При 200 мм проводника уже достигается предел в -4 дБ, а дальше только хуже.

Так что если вам говорят, что «мы всегда трассируем на FR4 и всё ок» - спросите, на какой скорости и какие есть ограничения. Обычно ответ звучит как «ну… USB 2.0 же работает».

Вывод. Не про формулы. Про людей

А ведь как раньше делали? Подпаяли провода к пинам микросхемы, посмотрели на осциллограф - и оно действительно работало. Правда, но на частотах в пару мегагерц. Теперь же у нас высокие частоты, где каждый лишний микрон способен дать дополнительный дБ потерь. Старый подход “на глаз спроектируем” теперь даёт ровно тот результат, который заслуживает - график с огромными потерями и чувство инженерного позора, ведь “раньше работало”! Да, старый FR4 можно любить, но физику он не обманет. 

Частотный анализ - это не “доп. фича” и не прихоть, а спасательный круг, если вы работаете с интерфейсами на скоростях выше нескольких ГГц. Без него можно месяцами пытаться подбирать предельную длину трассы, а потом ловить баги в самых неожиданных местах. Когда ты сидишь в лаборатории в час ночи, смотришь на осциллограф, а на экране вместо ровных фронтов что-то среднее между кардиограммой и горным пейзажем, ты вдруг понимаешь, зачем тебе всё это нужно. Не ради диплома, не ради начальства. Просто потому, что ты хочешь, чтобы оно наконец то заработало так, как должно работать.

SimPCB Lite не делает из инженера гения. Он просто возвращает уверенность, что за цифрами есть логика, а не чудо. Что можно просчитать заранее то, что раньше понимали только после третьей партии прототипов. И вот ты сидишь с кружкой остывшего кофе, смотришь на графики потерь и думаешь: да, можно было сделать лучше, можно было раньше проверить частоты, но хотя бы теперь ты знаешь, где всё пошло не так. И это знание из личного опыта гораздо ценнее любой красивой картинки.

Потому что настоящая инженерия - это не про «всё получилось с первого раза».

Это про то, чтобы понять, почему это не получилось, и сделать так, чтобы это больше никогда не повторялось.

У программы SimPCB Lite есть триальная версия на 60 дней - можно спокойно потестить, промоделировать и убедиться, что расчёт "без потерь" и с учетом частоты, в некоторых случаях, достаточно сильно отличается. 

Список литературы

1. Расчет волнового сопротивления на печатной плате для интерфейса USB 3.1 в САПР SimPCB Lite / Вячеслав Кухарук, Виктор Ухин. -  Современная электроника, №6/2025. - 18 стр.  

2. Сайт https://www.infineon.com/ (дата обращения 27.08.2025)

3. Л.Н. Кечиев. Справочник по расчету электрической емкости, индуктивности и волнового сопротивления в электронной аппаратуре. Инженерное пособие. – М.: Грифон, 2021. – 280 с.